此文写于十四年前。当时，老虎还在一个国内顶级的团队做硬件设计下面就是老虎当年的文章。
从初中开始，到参加工作，历时二十多年，DIY音响就一直是我的最爱。本贴就音响系统中最重要的环节---小信号放大器的打造，予以详解。
一套优秀的Hi-音响系统，必不可少的三个环节是：优秀、低失真的电压放大级；能够输出高电压和大电流的电流放大级以及优秀充沛的电源供应。
经过近一个月的设计、备料、仿真、调试、对比试听等工作，历经周折，老虎设计的电压放大模块终于诞生了。经过和一些经典模块的对比试听，对其表现也已经满意。特将全过程发表，请大家批评、指正。
老虎180设计的电压放大模块
常见的放大器（运算放大器）电路架构形式有：
1、三级电压放大+相位补偿，如NE5532。
被称为HiFi运放之皇的NE5532电路架构
2、两极差分放大，如OPA637。
OPA637的电路结构
3、单极放大---折叠共源共栅，如OPA655（AD797也是类似架构）。
OPA655和AD797电路架构
常见的“单极点”电压放大器的类型有：共射（源）极放大器，共基（栅）极放大器，共射（源）共基（栅）放大器等。其中折叠型共射（源）共基（栅）放大器在运算放大器等场合得到了广泛的应用。
在这里，准备用折叠共源共栅(FoldedCascode)架构来打造电压模块。本设计的主要目的是为了设计一款超低失真，动态特性也非常理想的电压放大极。该架构可以满足我的需求。当然为了将该电路架构的性能发挥到极致，还带有实验性质。同时我认为架构虽然重要，但更重要的还是设计者对该电路架构的理解和认识。如果认清了该电路结构形式的优点和缺点，并且能够从设计上去充分下功夫，将影响指标的因素一一消除，并辅之正确的电路设计方法和理念，最终一定可以修成正果。
采用折叠Cascode电路架构还有以下考虑：从制作的简易程度来看，折叠Cascode电路的零极点补偿对DIYer来说更有把握一些。如果采用多级放大，稳定性和零极点补偿会是一个比较大的问题。如果补偿失当，就会画虎不成反类犬。我们不应仅仅希望电路的静态指标如正弦波响应和失真比较理想，还应希望动态响应、幅频特性、稳定性等指标都达到比较好的水平。多极点放大器不借助防真工具和仪表要想实现理想的动态响应还是不太容易的事情。业余条件下没有特别的仪表，一些元器件缺少仿真模型。若采用通用模型替代，实际器件分布参数对电路影响也比较大。因此我选择了单极点的折叠Cascode的架构形式。
本电压放大模块原理图如下：
老虎180DIY放大模块电气原理图
谈到折叠Cascode，首先就要想到该电路的特点，其特点是：和多级放大器相比，其增益适中、输出摆幅适中、但响应速度快。因此本电路胜在稳定性和动态特性上。如果再在失真削减方面下足功夫，综合指标自然不会差。
下面针对本模块的电路进行解说。本模块可以按照如下电路单元进行划分：
老虎180DIY放大模块功能示意图
1、工作点产生电路解说：该电路包括两个部分，一是基准电流产生电路，另一部分是电流复制电路。它包括一个基准电流源和若干个电流镜像电路。基准电流源部分是以Q20、D19、R3、R8、R10、C1等器件组成，用于产生一个基准电流，作为整个放大器的一个电流基准。Q2、Q3为电流复制电路，从输入级Q28基极那里复制电流。由于输入级两个FET源极处已经有了Q30、Q31组成的一般电流源，因此Q2和Q3的电流中的一部分要分给输入级，另一部分则分配给共基级的两个晶体管Q4和Q7。
电流复制的原理在很多专业书籍上均有介绍，就不重述了。Q2和Q3发射极对电源接的两个电阻R4和R7主要起到改变电流复制系数的作用。改变阻值，即可改变输入级和共基极的电流分配比。
大量采用电流镜的优点有两个，一是电流镜像精度比较高，基本不用考虑电源电压等波动的影响；另一个优点是可以提升放大级晶体管的负载阻抗，从而有助于提高开环增益。
2、输入级电路解说：J1、J2为输入级晶体管。为了保证高的输入阻抗，选用了JFET作为输入级。
Q11、Q12、R13、D7、Q9构成Bootstrap电路。该电路在《晶体管电路设计》上册P234-236已有介绍。书上的观点是“电路发生的“电路能输入的同相信号的振幅被限制”的问题没有了”。这对于同相应用而且增益往往只有6dB（这意味着输入幅度可能会比较大）的电路显得尤为重要。
输入级采用Bootstrap的另外一个相当大的好处是---------可以削减失真。谈到这个问题，就必须先谈谈输入级管子的VDS/ID特性。常见的JFET2SK170的VDS/ID特性如下：
2SK170的VDS-ID曲线
在这个特性曲线中可以看出，随着VDS变化，ID并不是一个定值，而是有一定斜率的。实际的FET配对，都是在一定的VDS下进行的，很难保证在VDS变化时，两个管子的特性都能够做到完全的匹配。实际上由于FET的离散性，即使是用上2SK389之类的管子，也不能保证两个管子的这两条曲线始终完全重合。一旦不重合，即会产生失真。由于失真是随着输入信号幅度变化动态产生的，因此无法通过调零电路消除。
输入级渥尔曼化的另一个好处是拓宽频率特性。参见《晶体管电路设计》P232。
固定VDS的另一个好处是，可以固定输入级晶体管的输入电容。同样可以减少失真。理由同上。FET输入电容和VDS的曲线：
2SK170CISS-VDS曲线
看来，输入级采用渥尔曼+boot真的是有百利而无一害呀。唯一的缺点就是管子多了一些。
下面谈谈折叠共源共基的后半部分电路----共基部分的设计思想:Q4、Q7为典型的共基极放大电路。共基极放大由于没有米勒效应，因此频响很宽。Q4的集电极输出通过电流镜镜像到Q7一侧，和Q7共同输出。
基本的折叠Cascode电路(例如下图的电路)存在的缺憾:
Cascode放大器
在其中的共基放大电路的Pai参数等效电路如下：
共基放大的Pai参数等效电路
在这个等效电路中，Cob是晶体管的集电极-基极等效电容，在电路中起到了补偿电容的作用。但问题是，这个补偿电容的容量是会变化的！下面两副图片分别是2SA970和2SC2240的Cob和Vcb的曲线：
A970Cob-Vcb曲线
C2240Cob-Vcb曲线
可以看出，P管和N管的Cob/Vcb的曲线是不相同的，变化规律也是不相同的。而输出的时候P管和N管的Vcb变化却是大小相等方向相反的。这样一来，等效的补偿电容的容量将随着幅度的改变发生变化，将带来比较大的失真！Cob随着Vcb变化而变化的主要原因是由于在不同的极电结偏压下，b区和c区形成的PN结的厚度不同导致的。
由于P管和N管半导体材料不同，因此这个变化规律完全不一样.
怎样才能消除Vcb变化和由于P管和N管材料差异引起的失真呢？请期待下集
