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有关CS-CG结构稳定性的讨论
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本文中回答均由各位射频从业者们自发讨论回复，回答之中不免有错误疏漏，也欢迎大家批评指正。
01
有关1dB压缩点的讨论
Q：请教下，放大器的输出1dB压缩点功率是指积分功率还是峰值功率呢？
A：1dB表征放大器的输出功率能力，积分功率与峰值功率表征的功率大小计算类型的概念。
Q：那我测1dB压缩点时如果输入的是有带宽的信号，那测1dB压缩点时应该在频谱上看积分功率还是峰值功率呢？输入是单音信号，测1dB压缩点我通常是标记这个单音输出的峰值功率。
问一下，对于功放1dB，需要在功放带宽内选择多个频点测吗？先测线性曲线然后再推功率到压缩找到这个1dB？
A：功率计，就是看调制信号的输出压缩点就是看频谱仪积分功率或者功率计功率。
Q：那我的问题其实是第一次，如果输入一个有带宽的信号用频谱仪测输出积分功率，找到积分功率输出1dB压缩点了，然后我在看下有带宽信号的峰值功率。第二次，我输入一个单音信号，用频谱仪测单音的输出1dB压缩点输出功率，标记的是峰值。那这两次的峰值功率一样吗？理论上。
A：调制信号有个峰均比的概念，这是和单载波不一样的。
Q：嗯嗯。
A：1dB是功放的自身性能，跟你怎么测没有关系，你是不是关心哪种测试方法是准确的啊？
Q：功率管或者放大器手册上给的1dB压缩点数值比较明确，我就是不太确定如果给一个调制信号，那他能否推出来和手册给的1dB压缩点一样的值。
A：给调制信号就要看峰值功率，看峰均比压缩1dB的时候的功率，此时的1dB就是均值功率+PAR-1。直接单音信号测比较方便。
Q：我遇到的场景是我知道单音时输出1dB压缩点，但我不知道怎么推调制信号的输出1dB压缩点，或者说我不知道这两者是否相等，或者有什么关系，我再消化下您给的方法。
A：用频谱仪的CCDF测试模版，要看峰均比。
Q：嗯嗯，好的，谢谢啦！
02
有关偏置网络的讨论
Q：家人们，电感和电阻能互换不?欢迎讨论。
A：能吧？
Q：宽带放大器条件下呢？
A：我是小菜鸡，这是放大器吗？一般放大器不在漏极加电阻，会降低电压，加的话可以加个小电阻。
A：这是RC。
这个电感位置怎么写个可选择？让群里大佬给你看看吧。
A：电感应该是根据频率选择最优的，电阻是不是既起到分压又起到RC的作用？
可参考以上文章
文章介绍加Rbias后Vcc可以看成电流源，将CBypass放在Rbias后面能够降低耦合。
03
有关Casecode设计的讨论
Q：借用前面群内讨论的图和公式，请教大家一个问题，Cascode结构中CG管的栅极到地电容，从低频稳定性来看，越大越好，我在实际的仿真里，这个电容越大，高频的增益会越高，稳定性下降，这个电容就不能太大。该怎么解释这一现象呢？
A：哈哈我也发现了，你的稳定性是怎么仿的。
Q：Mu,MuPrime和K都看了。
A：Mu,MuPrime是什么？
Q：Cascode结构当作一个整体看的。
A：μ吗？
Q：对，也是一个看稳定性的参数。
A：哦哦哦
Q：只要一个稳定就全稳定，musource和muprime
A：大信号的稳定还可以看μ和K吗？
Q：Ku是基于S参数，是小信号，大信号不知道怎么看。
A：是啊，所以我一般会直接仿真trans，看在大小信号激励的情况下PA的输出。
A：俺也一样。
A：这个地方我当初发现对PA的输入阻抗有影响，就是会有些频段呈现负阻，这可能也不一定有问题，比如在前级输出阻抗比较大的情况下，但总归还是有风险的。
这个输入阻抗公式推出来很复杂，但是还是能看到它跟共栅管栅极那边的接什么东西，以及负载的情况都是有关的，所以想到就是田庆城在解释稳定性的时候说的，输入反射系数基本上是跟S11/S12/S21/S22以及负载都有关的，所以现在觉得，在考虑这个电容的影响的时候，可能并不能把它与电路其他部割裂开，只是当一个滤波电容来看，而应该还考虑共栅管的CGD，然后与负载的情况一并考虑对整体电路的影响，如果真这样考虑，那其实这个电容好像就不是原本以为的越大越好了。
Q：我在池保勇那本书上也看到这个到地电容能提升稳定性的说法。如果CG管，从源看进去，到地电容的大小影响高端增益倒是能解释。
A：电容小了不能把栅极的rf当做接地来对待，实际上是stack结构，要考虑相位的问题。
04
有关变压器设计的讨论
Q：请教下大家，变压器的次级线圈如果要输出比较好的差分信号，即P/N幅度相等，相位相反，次级线圈的中心抽头上是不是一定要加个到地的滤波电容会比较好呢？如果不加的话，电路的鲁棒性是不是会差些啊？
A：我感觉巴伦的次级线圈的中心抽头加电容提供交流地可以提高巴伦的平衡性。
Q：是的，我也同意，但是现在发现如果不加，仿真下来好像整体效果也没那么差，但又有点担心不加的话现在虽然仿真看起来还可以，但是会不会电路的鲁棒性不太好，到时候真的制作出来了，有些参数稍微一偏会导致这边的性能有很大的变化。
A：你频率多高啊？
Q：5G。
A：这个频率巴伦的平衡性应该都还行。
05
有关pHEMT开关控制电压的讨论
Q：请教一个问题，对于D型pHEMT开关，在栅级电压是0时，开关导通。当栅级电压是-1V时，认为开关关闭。在开关导通状态下，如果输入功率对应的电压超过1V时，是不是可以认为栅级相对源漏的电压为-1V呢，此时，开关应该处于关闭呢？
A：我认为从时域上看，那一刻可以视作关闭，但是信号是交流信号，管子不是一直关闭，从信号的角度来看，就是信号失真。
Q：但是好像也没失真。
A：控制是dc信号，电压摆幅是射频交流信号，你可以仿真看下，栅极上也是有射频电压摆幅的，所以导通管子是不会失真的。
06
有关LCD干扰TIS调试的讨论
Q：有没有大神解过LCD的数据干扰低频TIS的问题？只亮背光不会有问题，搞通宵都解不掉。
A：tp的驱动电源还有mipi时钟看过吗，屏和中框接地试过吗？
A：改时钟频率那就是发现移除干扰，移不出去，手表的desense还真没搞过。
Q：我们是手表，屏是spi的，改过clk的频率，没啥效果，tp也去掉了。就是关掉spidata和clk就立马好了。
A：抱歉，我有个想法，不知道你试过吗，能不能用铜箔把spi屏的驱动部分包住看看，过去做手机以前有这样搞过，试着用“堵的方法”看看。
Q：嗯，目前在试着堵住这些地方。
A：其他方法基本忘了，不做手机太久，忘了，我大概只记得两个思路堵和接地，只能这样了。
Q：好的，谢谢。
07
有关震荡的讨论
Q：请问thermaloscillation是怎么产生的？主频附近突然起来了一片
A：主频附近的噪底被抬高的想象是怀疑是振荡？为啥呀？电流有急剧增加吗？
Q：这种叫thermaloscillation，一般震荡不出现在主频附近，就是输出加了vswr以后，功率推到很大，PA加上开关就会这样。
A：有带内五指山的啊，加电压驻波比是啥意思。
A：是指故意造成一些失配从而加上vswr？
Q：如果你把手放在手机上，或者脸贴上去，天线的阻抗会被改变的，不是一直是50Ohm，比如加上6/1的vswr，就相当于阻抗一直在那个圈圈里面晃动时刻变化的，这时候pa的输出电压也是变化的。
A：“如果你把手放在手机上，或者脸贴上去”那这种在测试阶段咋模拟呢？用loadpull去做吗？
Q：加上phaaeshifter。
A：是terminaloscillation？还是thermal？
Q：这两个不是一个东西吗？我只是不知道为啥会有这个现象
A：好家伙！自己做的吗？为什么不用loadpull呢？这个所谓terminaloscillation有进一步的参考文献吗？想学习下。crips的书里有说吗
Q：我没有找到，我想问下有没有人知道。
Q：不知道啊。
A：想问下，你这个测试结果是本来周围的噪底还比较低，然后突然变大并一直维持还是片子一上电工作，测出来就是这么高的噪底呀？
Q：躁底-36/-38dBm
A：是一直就这么高的噪底吗？
Q：因为最大功率能到33dBm左右，动态范围就那么大。
A：哦哦，那电流正常吗？我理解，如果出现了振荡，工作电流应该会很异常的。
A：那就是还没有推饱和就出杂散了。
【注：此问题讨论并未收敛，欢迎加入慧智微射频讨论群，继续参与此问题的讨论】
08
有关HB仿真报错的讨论
Q：请问一下有人出现过这种问题吗，跑dc，sp是OK的，跑hb就报错，如何解决呀？
A：语法错误，看看是不是哪个数或者单位设置的不对。
Q：我检查了一边，设置的单位和数没啥问题，有问题的话跑出来的SP和DC不正常。
A：你看看那个scs文件呢？他报的意思好像是多了个大括号
Q：谢谢，每次仿真，网表自己加一个大括号，人给我整傻了
09
有关ADS仿真的讨论
Q：请问这种11端口怎么改Zin的表达式？
A：Z11打括号，PortZ(11)
Q：谢谢，我想问一下，原理图仿真完后，仿真结果dds文件跑到其他cell下面去了，这怎么给它弄回来。
A：改dds名。
Q：名字一样的。
A：按住拖上去就行了。
Q：欧克，解决了，谢谢两位。
10
有关优化ADSHB仿真速度的讨论
Q：想咨询下，ADS跑HB的优化，有没有什么效果比较好的仿真速度优化措施啊?
A：HB优化不报错吗?
Q：很容易报错，所以这个也算在仿真速度里面咯。
A：减小一点输入功率再优化，不要再强非线性情况下优化。
Q：谢谢。
11
有关匹配网络损耗计算的讨论
Q：各位大佬，想咨询下红框里的这两部分，匹配网络的损耗15.6%是如何得出的，怎么由级联损耗得到整体的损耗。
A：92.9%*93.2%.
Q：了解,请问这个15.6%如何得到的，目前也没搜到相关解释。
A：这个写了loss的计算，就上面那个式子算的。
Q：感谢感谢。
Q：为啥这个式子能表示损耗呢？
A：Q值就有表示损耗的意义。
12
有关功放1dB带宽定义的讨论
Q：毫米波宽带功放的定义是以饱和输出功率1dB带宽定义还是S21呢？
A：都需要。
Q：那3dB呢？
A：能出这个指标也可以写出来，不是必须的。
Q：行，那就是以1dB带宽为主，相对带宽有9%可以称得上宽带吗？
Q：饱和输出功率1dB是指1dB压缩点吗?
A：大约大3dB左右。
A：“相对带宽有9%可以称得上宽带吗？”教材上写好像15%以下叫窄带。
Q：哪本书我去看看。
A：射频电路工程设计-李缉熙p6
Q：好的谢谢。
13
有关S参数用于瞬态仿真的讨论
Q：EM仿真得到的S参数，可以用于瞬态仿真吗？仿真出来的结果有偏差。
A：可以但有可能不收敛。
A：雷达吗，需要考虑瞬态？
Q：我之前稳定性都是仿sp，有人和我说用tran看看，仿出来我的偏置对不上，但是我跑dc电流是正确的，sp和hb都是正常的。
A：如果要用SP参数仿dc跟tran，需要从0扫描，不从0频率扫描有可能会导致DC不正确。
Q：我跑EM时单独加了0hz的频率仿真。
A：“仿出来我的偏置对不上，但是我跑dc电流是正确的，sp和hb都是正常的”这句话是啥意思，偏置对不上，dc电流对上了？电压不对，电流对上了？
Q：对，后来我把vpulse换了换成了vdc，就是对的了
A：是不是vpulse初始值跟vdc不一样，vpulse激励有个初始值，需要跟vdc设置一样。初始收敛才可能一样。
Q：有可能，我来试试，我第一个圈没给值，直接给的下面的。
A：tran应该就用下面值，下面值应该设置跟vdc的仿真一样，或者你改变下delay时间，让它初始为vdc值。
Q：“下面值应该设置跟vdc的仿真一样”那这个就有问题了，还是不行。
A："我之前稳定性都是仿sp"SPparameter仿真看k,或是mu，正能告诉我们LNA/PA的接输入输出的不同的匹配是否震荡。但是这些不能告诉我们电路内部是否震荡。
比如多级的PA，每一级都有可能自己震荡，但是sparameter看不出来,你的朋友建议你用trans仿真是为了防止你的电路内部有在震荡,trans或是stb都能告诉我们内部是否震荡,在trans仿真中，如果有sparameter,尤其是0：0.02：10GHz,这种扫频的仿真结果，在靠近DC的时候不容易收敛，所以可以加入0：0.001:0.5MHZ细密的结果帮助trans。
如果你使用HFSS仿真，DC的solution一般都是不准确的，（这个是HFSS自己的问题），需要单独检查一下DC的结果。或手动插入想要的DC值。
Q：我用的是mom，仿真设为10G-100G，adaptive，单独再设一个0Hz频点仿直流。那我是不是可以把每级PA带上输入输出匹配电路仿sp呢？“比如多级的PA，每一级都有可能自己震荡，但是sparameter看不出来”
A：加入DC附近的点，SP仿真可以的，看mu.。同时这个仿真是必要不充分条件。还得用trans检察一下内部。如果要更加向前一步，同时检查一下小信号大信号的SP和trans。
Q：那么sp仿真是看全频段的mu或者k吗？
A：该这样。
Q：我为了保险把PA的每级单独拆开，然后带上前后的匹配电路接port，跑sp了。
A：可以，同时看LSSP，smallsignalSP。但是不建议，原因是如果你有3级PA，不仅是1-2，2-3这种的loop还有1-3的loop。建议用trans或是Stb,就可以把所有可能的loop都考虑了。
Q：Trans是把三级PA一起考虑，就不需要单独拆分开跑吗？
A：用trans就是看有没有振荡吗？
Q：我就看这个。
14
有关PA静态工作点的讨论
Q：PA的静态工作点怎么确定呢？
A：看静态工作点电流。
Q：好的，可以说具体点吗？
A：在功放手册里会有珊压范围，调节栅压的同时观察电流变化，由于只调试设计过低功率10W以下的功放模块，只是粗糙理解，有错误大佬可指正。
Q：意思是先确定电流值，然后根据直流扫描结果来确定vgsvds吗？
A：我觉得，第一步，是你要把珊压设置在手册推荐的范围内；
第二步，检查电路是否正常；
第三步，上电观察电流及电路设计评估电流比较是否一致（也可以把功放关闭，观察其他电路的电流大小，在打开功放来以此调整功放的静态工作点电流）
Q：这是板级设计吗？那芯片级设计呢？
A：因为同个型号的每个管子的vth都可能不一样，所以施加同样vgs的静态电流不一样，又因为功率放大的本质是电流放大，所以选择不同的工作点是依据漏级静态电流确定的，比如一般50%Idss的情况下认为是a类，ab静态工作点的选择就是效率和线性的tradeoff了。
15
有关电感值优化的讨论
Q：电感Q值有哪些优化手段？
A：加屏蔽罩。优化绕制构造。
A：见下图：
Q：接地屏蔽是指电感中心和电感外打地控包地吗?
A：接地屏蔽是有很多种pattern的打外圈保护只是其中一种，有兴趣你可以看ieee上的papper，良好的接地屏蔽可以带来Q值提升，差的甚至没作用。其中你可以去看看peakviewvelocerf等软件自动综合与合成的电感都可选择库自带的屏蔽pattern，这些pattern都是经过很多验证的较为可靠。
16
有关DohertyPA设计的讨论
Q：请问DohertyPA的自适应偏置网络是必须的嘛，用C类偏置能代替吗，一般怎么设计这个自适应偏置网络，有没有相应资料呢
A：Doherty的peak一路是C类偏置，main一路一般是AB偏置，自适应的话是不是如果后期需要调就不好调了？
Q：问一下，什么是自适应偏置?
A：我这边给peak级C类偏置的话，回退不明显。在小信号下看瞬态，发现peak级管子没有关断，我怀疑回退效率小就是这个原因。后期调的话OP1dB已经定了，所以在设计自适应偏置的时候已经考虑进去了.
在Doherty里就是偏置随着输入功率可调的电路，控制管子导通关断的.
Q：但是一般不是固定的吗?
A：固定了管子不就只有一种状态了吗，要么开要么关，这里需要状态能控制.
A：回退peak没有关断的话有可能和偏置无关，也有可能是整个loop里一些阻抗点没有协调好，或者说不定有更佳的peak器件。
Q：因为没表现出回退，所以原本Doherty阻抗曲线的趋势也没出来，或者我仿的不对？一般您是怎么仿的?
A：可以试试把Peak偏置往下压或者直接断掉Peak看高阻，看看趋势能不能出来。offsetline试着看看
17
有关晶体管仿真的讨论
Q：求救，为什么这个管子源漏会有电压？我把它当开关用的，电路里面出问题，现在拉出来单仿也这样。
A：开关的直流不对呢，vgs是定值，你没地。
Q：那也就是这样做开关做不了嘛？
A：隔直电容，源漏直流都是悬空的，源或者漏弄个1kΩ电阻接地再试试吧。
Q：G了，这个我是拿来切换电容的，没有地。
A：不是这样仿，你漏源没给直流，等于悬空了。这样仿出来的结果是错的。
Q：那实际的电路会不会也是这样呢？只是仿真的bug嘛？
A：要看看实际电路源漏有没有悬空呗，不是仿真bug，FET悬空了就是不对。
Q：好的，谢谢。
A：不客气
18
有关传输线阻抗转换的讨论
Q：请教一下，为什么说，长度为λ/8的传输线能够在B点提供一个二次谐波短路点？
A：1/4那样理解,频率两倍对于等效1/4
Q：请问，为什么通过前面那段串联的λ/4微带，可以把B点的三次谐波短路变成A点的三次谐波开路？
A：波长是基波波长的话那一段四分之一波长传输线等效三次谐波的四分之三波长，正好不就是短路点和开路点的互换吗？
Q：明白了，谢谢你。
19
有关共模稳定性仿真的讨论
Q：请问第二种方法仿单极差分放大器的共模稳定性可以吗？我仿出来sp的Kf小于1，不是全频带稳定该怎么调整呢？
A：目标是什么？
Q：全频带Kf大于1，变压器的中心抽头接了5K的电阻然后通过偏置电路给偏置。
A：变压器中心抽头接电阻来吸收共模，会有改善。
Q：我接了5K欧姆的电阻，然后并联了约100fF的去耦电容。
A：在初级线圈那里，初级中心抽头。
Q：仿出来低频Kf小于1，我用的高频段没有问题。
A：应该要保证在MHZ甚至KHZ也要大于1。
Q：我是这样的。
A：电容太小了。
Q：是我仿真testbench有问题吗？
A：电容还要串联电阻。
Q：我看论文里这个电阻给100都行。
A：如果在次级线圈的话。
我一般用这种
Q：电容串电阻是啥意思？这个滤波电容这么大啊。片上不能做吧。
A：所以为了省面积我用第二种
Q：直接接200Ω？
A：物理对称的变压器本身电学不对称。
Q：第二种不能给偏置啊。
A：可以呀，但是就是费面积一点，你偏置是给在次级线圈，又不给在初级。
我简单画一下：
Q：好多谢，这是输入第一级，如果在第二级这样的方法也能有效吗？
A：不客气，一般消除它越靠前级消除越好。
Q：我共模的仿真方法没有问题呗？把初级线圈的输入接一起然后接到port上。
A：是的。
Q：好，我明天去试试，谢谢。
20
有关多级PAAM-AM形状的讨论
Q：请问诸位大神，在设计一个两级的HBT功放时，前后级增益曲线如图所示，1和2两种情况得到的功放线性度，一般那个会更好呢？
也就是，前后级哪一级的增益曲线出现轻微膨胀会更好呢？
A：叠加的效果是一样的
Q：就是说，最终还是得看整个电路的结果，这两种情况叠加后整体整体曲线变化一致，所以线性度上不会有太大区别（其他条件不变情况下），是这个意思吗？
A：可以做twotone的lp，看imd3，应该取决于最终lineup的amam和ampm形状吧。
Q：嗯嗯，那一般设计上，要怎么考虑线性问题呢？就是怎么把amam/ampm做好？例如前后级偏置上有没有什么建议呢？或其他方面的建议？
A：想线性度好，就把偏置开高一点，但是会恶化效率，看你系统对你的需求了。
A：有源偏置
A：那一般imd3在多少输出的时候，牵引到多少比较好呢，比如我要求的最大输出功率29dBm的时候。
Q：好的，谢谢
